Если представить себе, что частота стремится к бесконечности, то сопро­тивление емкости стремится к нулю, т. е.  создает короткое замыкание для генератора и весь его ток  пойдет через , а в нагрузке тока вообще не будет. К подобному же результату можно прийти, если рассмотреть эквивалентную схему с генератором ЭДС.

Емкость эмиттерного перехода Сэ также уменьшает свое сопротивление с повышением частоты, но она всегда шунтирована малым сопротивлением эмиттерного перехода  и поэтому ее вредное влияние может проявляться только на очень высоких частотах, на которых значение получается одного порядка с .

Сущность влияния емкости Сэ состоит в том, что чем выше частота, тем меньше сопротивление этой емкости, тем сильнее она шунтирует сопротивлениe . Следовательно, уменьшается переменное напряжение на эмиттерном переходе, а ведь именно оно управляет током коллектора. Соответственно уменьша­ется эффект от усиления. Если частота стремится к бесконечности, то со­противление  стремится к нулю и напряжение на эмиттерном переходе также снизится до нуля. Практически на менее высоких частотах емкость , которая шунтирована очень большим сопротивлением коллекторного перехода . Уже настолько сильно влияет, что работа транзистора на более высоких частотах, на которых могла бы влиять емкость Сэ становится нецелесооб­разной. Поэтому влияние емкости Сэ в большинстве случаев можно не рассматривать. Итак, вследствие влияния емкости Ск на высоких частотах уменьшаются коэффициенты усиления  и .

Второй причиной снижения усиления на более высоких частотах является отставание по фазе переменного тока коллектора от переменного тока эмиттера. Оно вызвано инерционностью процесса перемещения носителей через базу от эмиттерного перехода к коллекторном, а также инерционностью процессов накоп­ления и рассасывания заряда в базе. Носители, например дырки в транзи­сторе типа p-n-p. совершают в базе диффузионное движение, и поэтому скорость их не очень велика. Время пробега носителей через базу  в обычных транзисторах 10-7с, т. е. 0,1 мкс и менее. Конечно, это время очень не­ большое, но на частотах в единицы, десятки мегагерц и выше оно соизмеримо с периодом колебаний и вызывает заметный фазовый сдвиг между токами коллектора и  эмиттера. За  счет сдвига  на высоких  частотах  возрастает переменный ток базы, а от этого снижается коэффициент усиления по току .

                     Рис. 8-2                                                    Рис. 8-3.

Рис. 8-2 Векторные диаграммы дай токов транзистора при различных частотах.Рис. 8-3 Уменьшение коэффициентов  и  при повышении частоты.

Удобнее всего проследить это явление с помощью векторных диаграмм, изображенных на рис. 8-2. Первая из них соответствует низкой частоте, например 1 кГц, на которой все токи практически совпадают по фазе, так как  составляет ничтожную долю периода колебаний. На низких частотах  имеет свое наибольшее значение . При более высокой частоте, например 1 МГц, запазды­вание тока  на время  относительно тока  вызывает заметный фазовый сдвиг  между этими токами. Теперь ток базы  равен не алгебраической, а геометрической разности токов  и  и вследствие этого он значительно увеличился. Поэтому, даже если ток  еще не уменьшился за счет влияния емкости Ск, то коэффициент  все же станет заметно меньше  На еще более высокой частоте, например 10 МГц, фазовый сдвиг возрастет, ток  еще больше увеличится, а коэффициент  уменьшится.

Таким образом, при повышении частоты коэффициент  уменьшается зна­чительно сильнее, нежели . Коэффициент  cнижается от влияния емкости Ск а на значение  влияет еще и фазовый сдвиг между  и  за счет времени пробега носителей через базу. Отсюда ясно, что схема ОЭ по срав­нению со схемой  ОБ  обладает значительно  худшими  частотными  свойствами.

Принято считать предельным допустимым уменьшение значений  и  на 30%  по сравнению с их значениями  и  на низких частотах. Те частоты, на которых происходит такое снижение усиления, т. е. на которых  и , называют граничными или предельными частотами усиления для схем ОБ и ОЭ. Эти частоты обозначают соответственно  и . Поскольку  уменьшается гораздо сильнее, нежели , то   значительно ниже . Можно считать, что

На рис.(8-3) изображен примерный график, показывающий для некоторого транзистора уменьшение коэффициентов  и  с повышением частоты, отло­женной на графике в логарифмическом масштабе. Для удобства по верти­кальной оси отложены не сами  и , а относительные величины  и . Помимо предельных частот усиления  и  транзистор характеризуется еще максимальной частотой генерации , при которой коэффициент усиления по мощности  снижается до 1. Очевидно, что при , когда , возможно применение данного транзистора в генераторе с самовозбуждением Но если , то генерации колебаний уже не будет.

Иногда в расчетных формулах встречается также граничная частота усиле­ния тока . которая соответствует , т. е. при этой частоте транзистор в схеме с ОЭ перестает усиливать ток.

Следует отметить, что на высоких частотах происходит не только изме­нение значений  и , Вследствие влияния емкостей переходов и времени пробега носителей через базу, а также процессов накопления и рассасывания заряда в базе собственные параметры транзистора на высоких частотах из­меняются и уже не являются чисто активными сопротивлениями. Изменяются также и все другие параметры.

Улучшение частотных свойств транзисторов, т. е. повышение их предельных частот усиления  и , достигается уменьшением емкости коллекторного перехода Ск и времени пробега носителей через базу . К сожалению, сни­жение емкости путем уменьшения площади коллекторного перехода приводит к уменьшению предельного тока. т. е. к снижению предельной мощности. Некоторое снижение емкости Ск достигается   уменьшением концентрации примеси в коллекторе. Тогда коллекторный переход становится толще, что рав­ноценно увеличению расстояния между обкладками конденсатора. Емкость умень­шается,  и,  кроме  того,   при  большей  толщине  перехода   увеличивается   напря­жение пробоя и это дает возможность повысить мощность. Но зато возрастает сопротивление   области  коллектора и в ней потери мощности будут   больше, что   особенно   нежелательно для мощных  транзисторов. Для   уменьшения   стараются сделать  базу  очень  тонкой  и  увеличить  скорость  носителей   в  ней. Но  при   более  тонкой базе  приходится снижать напряжение   ,   чтобы   при увеличении толщины коллекторного перехода   не   произошел   «прокол   базы». Электроны при диффузии обладают большей подвижностью, нежели   дырки. Поэтому транзисторы типа n-p-n при прочих равных условиях являются более   высокочастотными, нежели  транзисторы типа  p-n-p.   Более высокие предельные частоты могут быть получены при использовании полупроводников, у которых подвижность носителей выше. Увеличение скорости пробега носителей через  базу  достигается  также  в  тех транзисторах,  у  которых   в  базе  создано электрическое поле, ускоряющее движение носителей.

 7. Работа биполярного транзистора в импульсном режиме

Транзисторы широко применяются в различных импульсных устройствах. Работа транзисторов в импульсном режиме, иначе называемом ключевым или режимом переключения, имеет ряд особенностей.

                      Iк                                                                                       IБmax

              T2

                                                                                                    IБ2

         Iк max 

                                                                                               T1

                                                                                              Uк-э

Рис. 9-1. Определение параметров импульсного режима транзисторов с  помощью выходных характеристик.

Рассмотрим импульсный режим транзистора с помощью его выходных ха­рактеристик для схемы ОЭ. Пусть в цепь коллектора включен резистор нагрузки . Соответственно этому на рис.(9-1) построена линия нагрузки. До поступления на вход транзистора импульса входного тока или входного напряжения тран­зистор находится в запертом состоянии (в режиме отсечки). В цели коллектора проходит малый ток (в данном случае сквозной ток ) и следова­тельно, эту цепь приближенно можно считать ра­зомкнутой. Напряжение источника  почти все полностью приложено к транзистору.

Если  на вход  подан импульс  тока  ,  то транзистор переходит в режим насыщения и работает в точке . Получается импульс тока коллектора , очень близкий по значению к . Его иногда называют током насыщения. В этом режиме транзистор выполняет роль замкнутого ключа и почти все напряжение источника  падает на , а на транзисторе имеется лишь очень небольшое остаточное напряжение в десятые доли вольта, называемое напряжением насыщения  .

Хотя напряжение  в точке  не изменило свой знак, но на самом кол­лекторном переходе оно стало прямым, и поэтому точка  действительно соответствует режиму насыщения. Покажем это на следующем примере. Пусть имеется транзистор p-n-p и , а напряжение на базе . Тогда на коллекторе по отношению к базе будет напряжение , т.е. на коллекторном переходе прямое напряжение 0,3 В.

Конечно, если импульс входного тока будет меньше , то импульс тока коллектора также уменьшится. Но зато увеличение импульса тока базы сверх  практически уже не дает возрастания импульса выходного тока. Таким образом, возможное максимальное значение импульса тока коллектора 

                      (9.1)

   Помимо , и  импульсный режим характеризуется также коэффициентом усиления по току В, который в отличие от  определяется не   через  приращения  токов,   а   как отношение   токов,   соответствующих   точке :

                                                              (9.2)

Иначе говоря,  является параметром, характеризующим усиление малых сигналов, а В относится к усилению больших сигналов, в частности им­пульсов, и по значению несколько отличается от .

Параметром импульсного режима транзистора служит также его сопро­тивление насыщения                        (9.3)

Значение  у  транзисторов  для  импульсной  работы  обычно  составляет единицы, иногда десятки Ом.

Аналогично рассмотренной   схеме ОЭ работает в импульсном    режиме и схема ОБ.

Рис. 9-2. Искажение формы импульса тока транзистором.

Если  длительность  входного  импульса   во   много   раз   больше   времени переходных процессов накопления и рассасывания за­рядов в базе транзистора, то импульс выходного тока имеет почти такую же длительность и форму, как и входной импульс. Но при коротких импульсах, т. е. если  составляет единицы микросекунд и меньше, может наблюдаться значительное искажение формы импульса выходного тока и увеличение его длитель­ности.

Для примера на рис.(9-2)  показаны графики ко­роткого импульса входного тока прямоугольной фор­мы и импульса выходного тока при включении тран­зистора по схеме ОБ. Как видно, импульс коллек­торного тока начинается с запаздыванием на время   (время  задержки),  что  объясняется  конечным  временем пробега носителей через базу. Этот ток нарастает постепенно в течение времени  (длительности фронта), составляющего заметную часть . Такое посте­пенное увеличение тока связано с накоплением носителей в базе. Кроме того, носители, инжектированные в базу в начале импульса входного тока, имеют разные скорости и не все сразу достигают коллектора. Время + явля­ется временем включения . После окончания входного импульса за счет рассасывания заряда, накопившегося в базе, ток  продолжается некоторое время  (время рассасывания), а затем постепенно спадает в течение вре­мени спада. Время  +  есть время выключения . В итоге импульс коллекторного тока значительно отличается по форме от прямоугольного и рас­тянут во времени по сравнению с входным импульсом. Следовательно, за­медляется процесс включения и выключения коллекторной цепи, затягивается время, в течение которого эта цепь находится в замкнутом состоянии. Иначе говоря, за счет инерционности процессов накопления и рассасывания заряда в базе транзистор не может осуществлять достаточно быстрое включение и выключение, т. е. не обеспечивает достаточное быстродействие ключевого режима.

На рис.(9-2) показан еще график тока базы, построенный на основании соотношения . Как видно, ток этот имеет сложную форму.

Специальные транзисторы для работы короткими импульсами должны иметь малые емкости и тонкую базу. Как правило, это маломощные дрейфовые транзисторы. Чтобы быстрее рассасывался заряд, накапливающийся в базе, в нее добавляют в небольшом количестве примеси, способствующие быстрой рекомбинации накопленных носителей (например, золото).

8. Математическая модель биполярного транзистора.

 Общая эквивалентная схема транзистора, используемая при получении математичес­кой модели, показана на рис.10-1. Каждый p-n-переход представлен в виде диода, а их взаимодействие отражено гене­раторами токов. Если эмиттерный p-n-переход открыт, то в цепи коллектора будет протекать ток, несколько меньший эмиттерного (из-за процесса рекомбинации в базе). Он обес­печивается генератором тока . Индекс N означает нормальное включение. Так как в общем случае возможно и инверсное включение транзистора, при котором коллекторный p-n-переход открыт, а эмиттерный смещен в обратном направ­лении и прямому коллекторному току  соответствует эмит­терный ток , в эквивалентную схему введен второй генератор тока , где  - коэффициент передачи коллек­торного  тока.

Таким образом, токи эмиттера и коллектора в общем случае содержат две составляющие: инжектируемую ( или )  и  собираемую 

      (   или   ):

                 ,                              (10.1)

Эмиттерный и коллекторный  p-n -переходы транзистора аналогичны p-n -переходу диода. При раздельном подключении напряжения к каждому переходу их вольтамперная харак­теристика определяется так же, как и в случае диода. Однако если к одному из p-n -переходов приложить напряжение, а выводы другого p-n -перехода замкнуть между собой накорот­ко, то ток, протекающий через p-n -переход, к которому приложено напряжение, увеличится из-за изменения распределе­ния неосновных носителей заряда в базе. Тогда:

,                            (10.2)

где - тепловой ток эмиттерного p-n -перехода, измеренный при замкнутых накоротко выво­дах базы и коллектора;  - тепловой ток коллекторного p-n -перехода, измеренный при за­мкнутых накоротко выводах ба­зы  и  эмиттера.

Рис. 10-1. Эквивалентная  схема  идеализированного   транзистора

Связь  между тепловыми то­ками p-n -переходов ,включенных   раздельно,   И  тепловыми токами , получим из (10.1 и 10.2). Пусть . Тогда . При  . Подставив эти выражения в (10.1), для тока коллектора  получим .

Соответственно  для  имеем 

Токи   коллектора  и  эмиттера  с учетом  (10.2) примут вид

                                  (10.3)

На  основании  закона  Кирхгофа  ток  базы  равен:

      (10.4)

При использовании (10.1)-(10.4) следует помнить, что в полупроводниковых транзисторах в самом общем случае справедливо  равенство

                                                                              (10.5)

Решив  уравнения   (10.3)  относительно  ,   получим

                                                              (10.6)

Это   уравнение   описывает   выходные   характеристики   тран­зистора.

Уравнения (10.3), решенные относительно , дают выраже­ние, характеризующее идеализированные входные характеристи­ки  транзистора:

                                             (10.7)

В реальном транзисторе кроме тепловых токов через переходы протекают токи генерации — рекомбинации, каналь­ные токи и токи утечки. Поэтому ,, ,  как правило, неизвестны. В технических условиях на транзисторы обычно приводят значения обратных токов p-n-переходов ,. определенные как ток соответствующего перехода при неподключенном  выводе другого  перехода.

Если p-n-переход смещен в обратном направлении, то вместо теплового тока можно подставлять значение обратного тока, т. е. считать, что и . В первом приближении это можно делать и при прямом смещении p-n-перехода. При этом для кремниевых транзисторов вместо  следует подставлять , где коэффициент m учитывает влияние токов реального перехода (m = 2 - 4). С учетом этого уравнения (10.3), (10.5) часто записывают в другом виде, который более удобен для расчета цепей с реальными транзисторами:

                       (10.8)

                              (10.9)

                                                                        (10.10)

где  .

Различают три основных режима работы биполярного транзистора:   активный,   отсечки,   насыщения.

В активном режиме один из переходов биполярного тран­зистора смещен в прямом направлении приложенным к нему внешним напряжением, а другой - в обратном направлении. Соответственно в нормальном активном режиме в прямом направлении смещен эмиттерный переход, и в (10.3), (10.8) напряжение имеет знак «+». Коллекторный переход смещен в обратном направлении, и напряжение  в (10.3) имеет знак « - ». При инверсном включении в уравнения (10.3), (10.8) следует подставлять противоположные полярности напряжений , . При этом различия между инверсным и активным режимами носят только количественный характер.

Для активного режима, когда  и   (10.6) запишем в виде 

                  .

Учитывая, что обычно  и , урав­нение (10.7)  можно  упростить:

                              (10.11)

Таким образом, в идеализированном транзисторе ток коллектора и напряжение эмиттер-база при определенном значении тока  не зависят от напряжения, приложенного к коллекторному переходу. В действительности изменение напряжения  меняет ширину базы из-за изменения размеров коллекторного перехода и соответственно изменяет градиент концентрации неосновных носителей заряда. Так, с увеличением  ширина базы уменьшается, градиент концентрации дырок в базе и ток  увеличиваются. Кроме этого, уменьшается вероятность рекомбинации дырок и увеличивается коэффициент . Для учета этого эффекта, который наиболее сильно проявляется при работе в активном режиме, в выражение (10.11) добавляют дополнительное слагаемое

                                        (10.12)

-  дифференциальное сопротивление запертого  коллекторного p-n-перехода.

Влияние напряжения  на ток  оценивается с помощью коэффициента  обратной  связи  по  напряжению

  ,

который показывает, во сколько раз следует изменять напряже­ние  для получения такого же изменения тока , какое дает изменение напряжения . Знак минус означает, что для обеспечения = const приращения напряжений должны иметь противоположную полярность. Коэффициент  достаточно мал (), поэтому при практических расчетах влиянием коллекторного напряжения на эмиттерное часто пренебрегают.

В режиме глубокой отсечки оба перехода транзистора смещены в обратном направлении с помощью внешних напряжений. Значения их модулей должны превышать . Если модули обратных напряжений приложенных к переходам транзистора окажутся меньше , то транзистор также будет находиться в области отсечки. Однако токи его электродов окажутся  больше,   чем   в   области глубокой  отсечки.

Учитывая, что напряжения  и  имеют знак минус, и считая, что  и , выражение (10.9) запишем  в  виде

                                                        (10.13)

Подставив   в   (10.13)   значение   ,   найденное   из   (10.8), и раскрыв значение  коэффициента А, получим

                                                               (10.14)

что   , а  ,  то   выражения   (10.14) существенно  упростятся  и  примут  вид

                                                                        (10.15)

        где       ;

Из (10.15) видно, что в режиме глубокой отсечки ток коллектора имеет минимальное значение, равное току единич­ного p-n-перехода, смещенного в обратном направлении. Ток эмиттера имеет противоположный знак и значительно меньше тока коллектора, так как . Поэтому во многих случаях его  считают  равным  нулю:   .

Ток базы в режиме глубокой отсечки приблизительно равен току  коллектора:

                                                                          (10.15)

Режим глубокой отсечки характеризует запертое состояние

транзистора, в котором его сопротивление максимально, а токи

электродов минимальны. Он широко используется в импульс­ных устройствах, где биполярный транзистор выполняет фун­кции  электронного   ключа.

При режиме насыщения оба p-n-перехода транзистора с по­мощью приложенных внешних напряжений смещены в прямом направлении. При этом падение напряжения на транзисторе () минимально и оценивается десятками милливольт. Режим насыщения возникает тогда, когда ток коллектора транзистора ограничен параметрами внешнего источника энергии и при данной схеме включения не может превысить какое-то значение . В то же время параметры источника внешнего сигнала взяты такими, что ток эмиттера существенно больше мак­симального  значения  тока  в коллекторной  цепи:   .

Тогда коллекторный переход оказывается открытым, паде­ние напряжения на транзисторе—минимальным и не завися­щим от тока эмиттера. Его значение для нормального включения  при   малом  токе   () равно

    Для  инверсного  включения

                                                                              (10.16)

В режиме насыщения уравнение (10.12) теряет свою справед­ливость. Из сказанного ясно, что, для того чтобы транзистор из активного режима перешел в режим насыщения, необходимо увеличить ток эмиттера (при нормальном включении) так, чтобы начало выполняться условие . Причем значе­ние тока , при котором начинается этот режим, зависит от тока , определяемого параметрами внешней цепи, в  которую   включен  транзистор.

  9.  Измерение параметров биполярного транзистора.

Для проверки параметров транзисторов на соответствие тре­бованиям технических условий, а также для получения данных, необходимых для расчета схем, используются стандартные изме­рители параметров транзисторов, выпускаемые промышленностью.

 С помощью простейшего испытателя транзисторов измеряются коэффициент усиления по току , выходная проводимость  и начальный ток коллектора

Более сложные измерители параметров позволяют, быстро определив значения , , , ,  транзисторов в схемах ОБ и ОЭ, оценить, находятся ли измеренные параметры в пределах допустимого разброса и пригодны ли испытанные транзисторы к применению по критерию надежности.

Параметры транзисторов можно определить также по имею­щимся в справочниках пли снятым в лабораторных условиях ха­рактеристикам.

При определении параметров обычно измеряют обратные токи коллектора  (всегда) и эмиттера  (при необходимости) в специальных схемах для транзисторов — усилителей, работаю­щих в выходных каскадах, и для транзисторов — переключателей. При измерениях малых токов используют высокочувствительные микроамперметры,   которые  нуждаются   в  защите  от  перегрузок.

Необходимо измерить также напряжения , , , , .

Напряжение  измеряют при заданном токе  ограничен­ном сопротивлением в коллекторе, по наблюдению на экране ос­циллографа участка вольтамперной характеристики, соответст­вующего лавинному пробою. Можно также измерять величину  вольтметром по падению напряжения на ограничивающем сопротивлении. При этом фиксируется показание прибора в мо­мент  резкого   возрастания  тока.   Напряжение  измеряется  по изменению направления тока базы. Напряжение между эмиттером и коллектором фиксируется в момент, когда ток базы  (при этом ). Величину  определяют аналогично напряжению . При нахождении  измерение производится в схеме ОЭ в режиме насыщения при заданном коэффициенте насыщения. Желательно измерения производить в импульсном режиме, чтобы рассеиваемая транзистором мощность была минимальной.  Величи­на  определяется аналогично напряжению  в схеме ОЭ.

Среди параметров, характеризующих частотные свойства тран­зисторов, наиболее просто измерить величину . Для ее определе­ния следует измерить на частоте , в 2 - 3 раза большей , мо­дуль коэффициента передачи тока в схеме ОЭ , тогда . Все частоты , указываемые в качестве параметров, взаи­мосвязаны и могут быть вычислены.

При измерении барьерной емкости коллекторного перехода Ск обычно используют метод сравнения с эталонной емкостью в ко­лебательном контуре и Q-метр.

Емкость измеряется при заданном обратном напряжении на переходе.

Важным является измерение в качестве параметра постоян­ной времени  (обычно в номинальном режиме транзистора). Переменное напряжение достаточно большой частоты ( 5 МГц) подается в цепь коллектор — база и вольтметром измеряется на­пряжение на входе между эмиттером и базой. Затем в измеритель­ную цепь вместо транзистора включается эталонная цепочка RC. Изменяя значения RC, добиваются тех же показаний вольтметра. Полученное RC будет равно постоянной  транзистора.

Тепловое сопротивление  измеряется с помощью термочув­ствительных параметров (,,) с использованием графиков зависимости этих параметров от температуры. Для мощных тран­зисторов чаще всего измеряют величину   для маломощных -

Параметр большого сигнала В измеряется на постоянном токе (отношение /)  или импульсным методом (отношение ампли­туд тока коллектора и базы).

При измерении h-параметров наибольшие трудности возникают при определении коэффициента обратной связи по напряжению, . Поэтому обычно измеряют параметры , ,  а затем вы­числяют по формулам пересчета значение . Измерения мало­сигнальных параметров производятся на частотах не более 1000 Гц.

  10. Основные параметры биполярного транзистора.

Электрические параметры.

Напряжение насыщения коллектор-эмиттер при  ,  не более ------ 0,3 В.

Статический коэффициент передачи тока в схеме с общим эмиттером  

при

                      ,  :            

                                       при  Т=298 К ------------  35 – 90

                                       при  Т=358 К ------------  35 – 180

                                       при  Т=228 К ------------- 15 – 90

  Модуль коэффициента передачи тока при  f=100 МГц, ,

 не более  3.

Емкость коллекторного перехода при ,  f=10 МГц  не более  6 пФ

Емкость эмиттерного перехода при , f=10 МГц не более ---8- пФ

Обратный ток коллектора при  не более:

при Т=228 К  и  Т =298 К  ------- 1 мкА

при  Т=358 К --------------------- 10 мкА

Обратный ток коллектор – эмиттер  при   ,     

не более  100 мкА

Предельные эксплутационные данные.

Постоянное напряжение коллектор – эмиттер при  -- 16 В

Постоянное напряжение база – эмиттер при ------------------------------ 5 В

Постоянный ток коллектора:

                                                   при Т=298 К ----------------- 10 мА

                                                   при Т=358 К ----------------- 5 мА

  Импульсный ток коллектора при ,  ------------25 мА

 Постоянная рассеиваемая мощность коллектора:

                                    при Т=228 - 298 К ----------------- 1 мВт

                                    при Т=358 К ------------------------ 5 мВт

   Импульсная рассеиваемая мощность коллектора ,  50 мВт

Температура окружающей среды --------------------------От 228 до 358 К

Максимально допустимая постоянная рассеиваемая мощность коллектора в мВт при Т=298 – 358 К определяется по формуле:    .

       Графики:

Рис 12-1 Входные  характеристики.

Рис 12-2. Зависимость обратного тока коллектора от температуры.

Рис 12-3. Зависимость статического коэффициента передачи тока от   напряжения коллектор-эмиттер.

Рис 12-4. Зависимость статического коэффициента передачи тока 

  от тока эмиттера.

11. Применение биполярных транзисторов в электронных схемах.

Данный радиомикрофон предназна­чен для озвучивания мероприятий, и т. д. Устройство работает в УКВ диапазоне на частоте 87,9 МГц, специально отве­денной для радиомикрофонов, и его сигналы принимают на обычный радио­вещательный приемник с диапазоном УКВ-2. Дальность действия радиоми­крофона в пределах прямой видимос­ти — более 200 м.

Схема и принцип действия. Схема радиомикрофона приведена на рис. 13-1. Передатчик собран на транзисторе VT4 по однокаскадной схеме. Такое решение для миниатюрного устройства, каким является радиомикрофон, оправдано, так как использование в передатчике отдель­но задающего генератора и выходного каскада приводит к снижению его эконо­мичности и возрастанию габаритов.

Как известно, частота LC-генератора, работающего в области 100 МГц, су­щественно зависит от напряжения питания.

Пере­датчик содержит два контура — контур L1C9C10C12C13VD2, Задающий частоту генератора, и выходной контур L3C15C16, связанный с антенной. Это повышает стабильность генерируемой частоты.

Задающий контур подключен к тран­зистору VT4 по схеме Клаппа. Влияние из­менения параметров транзистора VT4 при изменении питающего напряжения на задающий контур введено к миниму­му выбором малого коэффициента вклю­чения транзистора в контур (определяет­ся емкостью конденсаторов СЮ, С12,

С13). Для повышения температурной стабильности частоты применены кон­денсаторы С9, СЮ, С12, С13 с малым ТКЕ, а коэффициент включения в задаю­щий контур варикапа VD2 невелик из-за малой емкости конденсатора С9.

Выходной П-коктур позволяет согла­совать антенну с выходом транзистора

VT4 и улучшает фильтрацию высших гармоник. Выходной контур на­строен на частоту второй гармоники за­дающего контура. Это уменьшает влия­ние выходного контура на задающий контур через емкость перехода коллек­тор—база транзистора VT4, благодаря чему улучшается стабильность частоты передатчика. За счет всех этих мер уход частоты передатчика при изменении питающего напряжения от 5 до 10 В не­велик и подстройки приемника в про­цессе работы не требуется.

Звуковой сигнал с электретного мик­рофона ВМ1 поступает на вход микро­фонного усилителя, собранного на опе­рационном усилителе (ОУ) DA2. Питание микрофон получает через резистор R1 и развязывающую цепь R5C2. Для сни­жения потребляемой мощности на мес­те DA2 использован микромощный ОУ К140УД12. Резистор R10 задает потреб­ляемый ток ОУ около 0,2 мА. Большой мощности от микрофонного усилителя не требуется, потому что он нагружен на варикап, а мощность управления вари­капом, представляющим собой обратносмещенный диод, крайне мала R7 и сопротивление участ­ка сток—исток полевого транзистора VT1 образуют цепь отрицательной об­ратной связи, определяющей коэффи­циент усиления микрофонного усилите­ля. Канал полевого транзистора VT1 служит регулируемым сопротивлением в системе АРУ. При напряжении за­твор—исток, близком к нулевому, со­противление канала — около 1 кОм и ко­эффициент усиления микрофонного усилителя близок к 100. При возраста­нии напряжения до 0,5... 1 В сопротив­ление канала повышается до 100 кОм а коэффициент усиления микрофонного усилителя уменьшается до 1. Это обес­печивает почти неизменный уровень сигнала на выходе микрофонного уси­лителя при изменении уровня сигнала на его входе в широких пределах.

Конденсатор С4 создает спад АЧХ микрофонного усилителя в области высоких частот для уменьшения глубины модуляции на этих частотах и предот­вращения расширения спектра сигнала передатчика. Конденсатор СЗ блокиру­ет цепь обратной связи усилителя DA2 по постоянному току. Через резистор R4 на неинвертирующий вход ОУ DA2 по­ступает напряжение смещения, необхо­димое при однополярном питании.

Транзистор VT3 выполняет функцию детектора системы АРУ и управляет поле­вым транзистором VT1. Порог срабатыва­ния системы АРУ устанавливается подст­роенным резистором R12. Когда сигнал с выхода микрофонного усилителя и отпи­рающее напряжение смещения с части резистора R12 в сумме сравняются с на­пряжением открывания перехода эмит­тер—база транзистора VT3, последний от­крывается, подавая напряжение на затвор полевого транзистора VT1. Сопротивле­ние канала полевого транзистора VT1 уве­личивается, и коэффициент усиления ми­крофонного усилителя уменьшается.

Благодаря АРУ амплитуда сигнала на выходе усилителя поддерживается практически на постоянном уровне. Этот уровень можно регулировать, меняя ре­зистором R12 напряжение смещения транзистора VT3. Цепь R9C5 задает по­стоянную времени срабатывания, а цепь R8C5 — постоянную времени восста­новления системы АРУ. Для компенса­ции температурных изменений напря­жения открывания перехода эмиттер -база транзистора VT3 напряжение на ре­зистор R12 подано с диода VD1,

Транзистор VT3, цепь формирования порога срабатывания АРУ R11R12VD1 и резистор R4, через который поступает смещение на неинвертирующий вход ОУ, получают питание от стабилизатора на­пряжения DA1. Это же напряжение пода­но через резистор R14 в качестве наприжения смещения на варикап VD2. Так как емкость варикапа существенно зависит от приложенного к нему напряжения сме­щения, то к его стабильности предъявляются жесткие требования. Поэтому ста­билизатором DA1 служит микросхема КР142ЕН19, представляющая собой ста­билизатор напряжения параллельного ти­па. Выбором резисторов R2 и R3 зада­ют напряжение стабилизации около 3,5 В на выводе 3 микросхемы DA1. Бал­ластным сопротивлением служит генера­тор тока на полевом транзисторе VT2. что повышает экономичность стабилизатора.

12. Литература

1. И.П. Жеребцов «Основы Электроники», Ленинград «Энергатомиздат» 1985 г.

2. В.Г. Гусев, Ю.М. Гусев «Электроника», Москва «Высшая школа» 1991 г.

3. В.В. Пасынков, Л.К. Чирикин «Полупроводниковые приборы», Москва   «Высшая школа» 1987 г.

4. В.А. Батушев «Электронные приборы», Москва «Высшая школа» 1980 г.

5. Морозова И.Г. «Физика электронных приборов», Москва «Атомиздат»1980 г.

6. Полупроводниковые приборы. Транзисторы. Справочник/ под ред. Н.Н. Горюнова, Москва «Энергатомиздат» 1985 г.

7. Лавриненко В.Ю. «Справочник пополупроводниковым приборам» Киев1984г.

8.  Манаев Е.И. «Основы радиоэлектроники» - М. радио и связь, 1990г.  

9. Степаненко И.П. «Основы микроэлектроники» - М. Советское радио, 1980г.

10. Дулин В.Н. «Электронные приборы» - М. Энергия, 1977г.

11. Журнал «Радио».

  Web-литература

Страницы: 1, 2, 3, 4