UостК = Uост1 - Uост2  (2)

где Uост1 , Uост2 остаточные напряжения транзисторов Т1 и Т2 соответственно. Из (2) следует, что снижения UостК , а следовательно, и дрейфа всего УПТ можно достичь за счет того, что Uост1 ≈ Uост2. Минимальный разброс параметров транзисторов можно получить при их изготовлении на одной подложке в едином технологическом цикле. Такие модуляторные транзисторы, являющиеся простейшими ИС, и получили основное применение в современных УПТ с МДМ (например, ИС К101КТ1). Остаточное напряжение в них обычно не превышает 100 мкВ.

Рис.8

С точки зрения современных требований к электронным устройствам рас­смотренные модуляторы имеют существенный недостаток, состоящий в присутствии электромагнитных трансформаторов, которые очень трудно изготовить в виде ИС. Отметим, что иногда трансформаторы в модуляторах удается заменить оптронами.

При работе с источниками входного сигнала с малыми Uвх и большими внутренними сопротивлениями Rг лучшие результаты получаются, когда модуля­тор выполняется на полевых транзисторах. Дело в том, что при токе стока, равном нулю, они имеют нулевое остаточное напряжение (чего нет в биполярных транзисторах). Это обусловлено тем, что проводимость цепи между стоком и истоком имеет, как правило, резистивный характер (сопротивление канала). Кроме того, большое Rвх позволяет использовать управляющие сигналы малой мощности. Однако с возрастанием Uвх и уменьшением Rг преимущества таких модуляторов исчезают.

В качестве демодулятора ДМ можно использовать различные электронные Устройства. Простейшим демодулятором является обычный двухполупериодный или мостовой выпрямитель с фильтром на выходе. Более совершенным следует считать демодулятор, выполненный как фазочувствительный выпрямитель.

На рис. 9 приведена принципиальная схема одного из вариантов демодулято­ра — фазочувствительного выпрямителя. Она удобна тем, что ее основу составляет уже использованный в модуляторе модуляторный транзистор, состоящий из двух транзисторных структур в инверсном включении.

Рис. 9

На вход демодулятора поступает переменное напряжение U2 с усилителя. В базовые цепи транзисторов посредством трансформатора поступает общий управляющий сигнал Uупр. Транзисторы здесь открываются лишь при положитель­ных потенциалах баз, что происходит именно в момент поступления на вход информационного сигнала, усиленного с помощью усилителя Ус. Такой модулятор успешно функционирует в широком диапазоне рабочих сигналов. Емкость Сф выполняет функции сглаживающего фильтра. Достичь существенного улучшения электрических, эксплуатационных и массогабаритных показателей УПТ можно за счет их построения по балансным схемам.

4.    ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ

В настоящее время наибольшее распространение получили диф­ференциальные (параллельно-балансные или разностные) усилители. Такие усилители просто реализуются в виде монолитных ИС и широко выпускаются отечественной промышленностью: К118УД, КР198УТ1 и др. Их отличает высокая стабильность работы, малый дрейф нуля, большой коэффициент усиления дифференциального сигнала и большой коэффициент подавления синфазных помех.

На рис. 10 приведена принципиальная схема простейшего варианта дифференциального усилителя (ДУ). Любой ДУ выпол­няется по принципу сбалансированного моста, два плеча которого образованы резисторами Rк1 и Rк1 , а два других — транзисторами Т1 и Т2. Сопротивление нагрузки включается между коллекторами транзисторов, т. е. в диагональ моста. Сразу отметим, что резисторы R01 и R02 имеют небольшие величины, а часто и вообще отсутствуют. Можно считать, что резистор RЭ подключен к эмиттерам транзисторов. Обращает на себя внимание то обстоятельство, что питание ДУ осуществляется от двух источников, напряжения которых  равны (по модулю) друг другу. Таким образом, суммарное напряжение питания ДУ равно 2Е.

Рис. 10

Использование второго источника (—Е) позволяет снизить потенциалы эмиттеров Т1 и Т2 до потенциала общей шины. Это обстоятельство дает возможность подавать сигналы на входы ДУ без введения дополнительных  компенсирующих напряжений (что требуется, например, для усилителя на рис. 3). При анализе работы ДУ принято выделять в нем два общих плеча, одно из которых состоит из транзистора Т1 и резистора Rк1 (и R01), второе —из транзистора Т2 и резистора Rк2(и R02). Каждое общее плечо ДУ является каскадом ОЭ. Таким образом, можно заключить, что ДУ состоит из двух каскадов ОЭ. В общую цепь эмиттеров транзисторов включен резистор RЭ, которым и задается их общий ток. Для того чтобы ДУ мог качественно и надежно выполнять свои функции, а также в процессе длительной работы сохранить свои параметры и уникальные свойства, в реальных усилителях требуется выполнить два основных требования. Рассмотрим эти требования последовательно.

Первое требование состоит в симметрии обоих плеч ДУ. По нему необходимо обеспечить идентичность параметров каскадов ОЭ, образующих ДУ. При этом должны быть одинаковы параметры транзисторов Т1 и Т2, а также Rк1 = Rк2 (и R01 = R02). Если первое требование выполнено полностью, то больше ничего и не требуется для получения идеального ДУ. Действительно, при Uвх1 = Uвх2 = 0 достигается полный баланс моста, т. е. потенциалы коллекторов транзисторов Т1 и Т2 одинаковы, следовательно, напряжение на нагрузке равно нулю. При одинаковом дрейфе нуля в обоих каскадах, ОЭ (плечах ДУ) потенциалы коллекторов будут изменяться всегда одинаково, поэтому на выходе ДУ дрейф нуля будет от­сутствовать. За счет симметрии общих плеч ДУ будет обес­печиваться высокая стабильность при изменении напряжения питания, температуры, радиационного воздействия и т.д. Все это абсолютно верно, но возникает вопрос: «Как обеспечить симметрию общих плеч в ДУ?» На первый взгляд может показаться, что решить этот вопрос довольно просто. Действительно, всегда можно подобрать пары транзисторов и резисторов с весьма близкими параметрами.. Если собрать ДУ на таких дискретных элементах, то он может быть и продемонстрируете желаемый результат, но только в относительно небольшой промежуток времени. С течением времени параметры транзисто­ров и резисторов будут изменяться различным образом в соот­ветствии с законами своей собственной структуры, естественно, что на них различным образом будут влиять и внешние факторы, а следовательно, нарушится симметрия плеч со всеми вытека­ющими отсюда последствиями. В конечном счете можно за­ключить, что на дискретных элементах (изготовленных в разное время и в разных условиях) осуществить выполнение первого требования для ДУ практически невозможно. Это и обусловили тот факт, что прекрасные свойства ДУ не нашли должного использования в дискретной электронике. Приблизиться к выполнению первого основного требования для ДУ позволила микроэлектроника. Ясно, что симметрию общих плеч ДУ могут, обеспечив лишь идентичные элементы в которых все одинаково и которые были изготовлены в аб­солютно одинаковых условиях. Так, в монолитной ИС близко расположенные элементы действительно имеют почти одинаковые параметры. Следовательно, в монолитных ИС первое требование к ДУ почти выполнено. Это «почти» позволяет реализовать ДУ пусть не с идеальными, но все же с хорошими параметрами, но при непременном условии выполнения второго основного требования к ДУ.

Второе основное требование состоит в обеспечении глубокой ООС для синфазного сигнала. Синфазными называются одинаковые сигналы, т. е. сигналы, имеющие равные амплитуды, формы и фазы. Если на входах ДУ (рис. 10) присутствуют Uвх1=Uвх2, причем с совпадающими фазами, то можно говорить о поступлении на вход ДУ синфазного сигнала. Синфазные сигналы обычно обусловлены наличием помех, наводок и т. д. Часто они имеют большие амплитуды (значительно превышающие полезный сигнал) и являют­ся крайне нежелательными, вредными для работы любого усилителя.

Выполнить второе основное требование позволяет введение в ДУ резистора RЭ , (или его электронного эквивалента). Если на вход ДУ поступает сигнал синфазной помехи, например, положительной полярности, то транзисторы Т1 и Т2 приотк­роются и токи их эмиттеров возрастут. В результате по резистору RЭ будет протекать суммарное приращение этих токов, об­разующее на нем сигнал ООС. Нетрудно показать, что RЭ образует в ДУ последовательную ООС по току. При этом будет наблюдаться уменьшение коэффициента усиления по на­пряжению для синфазного сигнала каскадов ОЭ, образующих общие плечи ДУ, Kисф1 и Кисф2 . Поскольку коэффициент усиления ДУ для синфазного сигнала Кисф = Кисф1 - Кисф2 и за счет выполнения первого основного требования Кисф1 ≈ Кисф2 удается получить весьма малое значение Кисф, т. е. значительно подавить синфазную помеху.

Так как в монолитном ДУ с достаточным приближением можно выполнить оба основных требования, удается не только подавить синфазную внешнюю помеху, но и снизить влияние внутренних факторов, проявляющихся через изменения парамет­ров элементов схемы. Конечно, параметры составляющих каска­дов будут изменяться, но по весьма близким зависимостям, влияние которых будет дополнительно ослабляться наличием ООС.

Теперь рассмотрим работу ДУ для основного рабочего входно­го сигнала — дифференциального. Дифференциальными (противо­фазными) принято называть сигналы, имеющие равные амплиту­ды, но противоположные фазы. Будем считать, что входное напряжение подано между входами ДУ, т. е. на каждый вход поступает половина амплитудного значения входного сигнала, причем в противоположных фазах. Если Uвх1 в рассматриваемый момент представляется положительной полуволной, то Uвх2  — отрицательной.

За счет действия Uвх1 транзистор Т1 приоткрывается, и ток его эмиттера получает положительное приращение ∆IЭ1, а за счет действия Uвх2 транзистор Т2 закрывается, и ток его эмиттера получает отрицательное приращение, т.е. — ∆IЭ2. В ре­зультате приращение тока в цепи резистора RЭ ∆IRЭ = ∆IЭ1 - ∆IЭ1. Если общие плечи ДУ идеально симметричны, то ∆IRЭ = 0 и, следовательно, ООС для дифференциального сигнала отсутствует. Это обстоятельство позволяет получать от каждого каскада ОЭ в рассматриваемом усилителе, а следовательно, и от всего ДУ большое усиление. Отсюда происходит и название усилителя — дифференциальный. Так как для дифференциального входного сигнала в любой момент напряжения на коллекторах транзисто­ров Т1 и Т2 будут находиться в противофазе, то на нагрузке происходит выделение удвоенного выходного сигнала. Итак, резистор RЭ, образует ООС только для синфазного сигнала.

Поскольку в реальных ДУ идеальную симметрию плеч осущест­вить нельзя, то RЭ все же будет и для дифференциального сигнала создавать ООС, но незначительной глубины, причем чем лучше симметрия плеч, тем меньше ООС. Небольшую последовательную ООС по току задают в каскадах ДУ с по­мощью резисторов R01 и R02. Как отмечалось выше, эти резисторы имеют небольшие номиналы (участки полупровод­никовой подложки), поэтому создаваемая ими ООС невелика и существенно не влияет на усилительные свойства ДУ.

Таким образом, при выполнении в ДУ двух основных требова­ний он обеспечивает стабильную работу с малым дрейфом нуля, с хорошим усилением дифференциального сигнала и со значитель­ным подавлением синфазной помехи. В зависимости от того, как подключены в ДУ источник входного сигнала и сопротивление нагрузки, следует различать схемы его включения.

5.    СХЕМЫ ВКЛЮЧЕНИЯ ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНОГО УСИЛИТЕЛЯ

Можно выделить четыре схемы включения ДУ: симметричный вход и выход, симметричный вход и несимметричный выход, несимметричный вход и симметричный выход, несимметричный вход и выход. Рассмотрим их последовательно при воздействии рабочего входного сигнала.

При симметричном входе источник входного сигнала подключа­ется между входами ДУ (между базами транзисторов Т1 и Т2). При симметричном выходе сопротивление нагрузки подключается между выходами ДУ (между коллекторами транзисторов Т1 и Т2). Такое включение ДУ и было рассмотрено в предыдущем разделе. Теперь остановимся на определении параметров сим­метричного включения ДУ.

Рис. 12                                                 Рис. 11

Проанализируем работу одного плеча, т. е. одного каскада ОЭ, входящего в ДУ. Для этого представим плечо ДУ в виде, изображенном на рис. 11. Здесь отсутствует резистор RЭ, поскольку, он не участвует в работе на дифференциальном сигнале. Для входного сопротивления плеча ДУ Rвхпл, можно записать:

  (3)

Здесь опущены индексы для номеров резисторов, так как плечи ДУ практически симметричны. Слагаемое βR0 вносится за счет последовательной ООС. При R0=0 уравнение (3) для нашего случая можно упростить до следующего вида:

Меньшую погрешность при расчете  формула (4) обеспечи­вает для ДУ, работающего на малых токах. Поскольку при симметричном входе источник входного сигнала включается между входами ДУ, то общее входное сопротивление ДУ будет равно .

Для рассматриваемого включения ДУ коэффициент усиления его плеча можно представить как , т.е. коэффициент усиления по напряжению всего ДУ равен Kипл. В нашем случае для Kипл можно переписать (4) в несколько измененном виде:

Здесь учтено, что к выходу одного плеча подключается только половина RH. Действительно, средняя точка резистора RH  для рассматриваемого режима ДУ всегда будет иметь нулевой потенциал (потенциал общей шины).

Если RH <(RH/2), Rвх пл >Rr и β велико, то (5) можно переписать в следующем приближенном виде:

Кидиф = RK/rэ (6)

Учитывая изложенное выше, коэффициент усиления ДУ по току можно представить в виде (6), заменив RН на RН /2. Нетрудно показать, что выходное сопротивление ДУ для рассматриваемой схемы его включения равно удвоенной величине выходного сопротивления плеча Rвых пл , которое для каскада ОЭ можно считать равным RК.

Теперь остановимся на схеме включения ДУ с симметричным входом и несимметричным выходом. В этом случае источник входного сигнала подключается между входами ДУ; сопротивле­ние нагрузки подключается одним концом к коллектору одного из транзисторов, а другим—к общей шине. При этом в кол­лекторной цепи второго транзистора может отсутствовать ре­зистор RK. Поскольку способ подачи входного сигнала здесь совпадает с ранее рассмотренным случаем, то входное сопротив­ление также можно определить с помощью (3) или (4). Однако выходной сигнал снимается лишь с одного выхода ДУ, следовательно, выходное сопротивление ДУ – Rвыхпл = RK. По той же причине Кидиф оказывается в 2 раза меньше, чем при симметричном выходе.

Интересна схема включения ДУ с несимметричным входом и симметричным выходом. Для удобства восприятия специфики этого включения ДУ на рис. 12 приведена его принципиальная схема. Здесь Rо=0, а входной сигнал подается на базу транзисто­ра Т1. Плечо, образованное транзистором Т1, является каскадом ОЭ с ООС, образуемой резистором Rэ, Кипл для него может быть рассчитано по формуле (5), а Rвыхпл - формуле (3), где R0 следует заменить на Rэ. У этого плеча ДУ есть и выход с эмиттера, где коэффициент усиления по напряжению для эмиттерного выхода Кик < Кипл. С эмиттерного выхода плеча ДУ будет сниматься неинвертирован­ный сигнал с Кик , который можно представить в следующем виде:

где  — входное сопротивление каскада ОБ, который является плечом ДУ, образованным транзистором Т2. Для эмиттерного выхода первого плеча  является сопротивлением нагрузки. Формула (7) справедлива при Rэ > Rвхб. Для каскада ОБ, образованного транзистором Т2, коэффициент усиления по напряжению

Формула (8) записана для условия Rвхб > Rвыхк, где Rвыхк выходное сопротивление по цепи эмиттера каскада на транзисторе Т1. При получении значения Кипл для выхода с коллектора Т2 следует перемножить (7) и (8). После проведения преобразова­ний нетрудно записать и для этого плеча ДУ формулу (5). Таким образом, несмотря на то, что входной сигнал подается лишь на один вход ДУ, его усиливают оба плеча, причем плечо, на базу транзистора которого подан входной сигнал, инвертирует, а другое плечо не инвертирует сигнал. В данном случае общий Kидиф=2Kипл.

При несимметричном входе и выходе работа ДУ происходит аналогично предыдущей схемы включения ДУ. Если входной сигнал подан на вход того же плеча, с выхода которого снимается выходной сигнал ДУ, то в этом случае работает на усиление сигнала лишь одно плечо. Здесь на выходе имеет место инвертированный сигнал с коэффициентом усиления Кипл. Если входной сигнал подан на вход одного плеча ДУ, а выходной сигнал снимается с выхода другого плеча, то на выходе имеет место неинвертированный сигнал с тем же Кипл, что и в первом случае. Если снимать выходной сигнал всегда с одного заданного выхода ДУ, то входам усилителя можно присвоить названия «инвертирующий» и «неинвертирующий».

Изложенное выше показывает, что усилительные параметры ДУ для рабочего сигнала зависят от схемы его включения, которая выбирается в зависимости от конкретных технических требований.

6.    КОЭФФИЦИЕНТ ОСЛАБЛЕНИЯ СИНФАЗНОГО СИГНАЛА

Коэффициент ослабления (подавления) синфазного сигнала (KQOC) является основным параметром ДУ, характеризующим качество его работы. Для того чтобы представить этот параметр, прежде всего, необходимо определить коэффициент усиления по напряжению ДУ для синфазного сигнала Кисф.

При воздействии синфазного сигнала на ДУ можно предста­вить, что его входы соединены друг с другом. Как уже анализировалось в разделе 3, в данном случае резистор RЭ, будет создавать последовательную ООС по току для каждого плеча ДУ (каскада ОЭ). Обычно эту ООС стараются сделать глубокой. Коэффициент усиления плеча для синфазного сигнала можно представить как Киос каскада ОЭ при глубокой ООС с помощью формулы  КиОС = - Rкн/Rэ, т.е. для первого плеча Kисф1=Rк1/Rэ, и для второго —  Kисф2=Rк2/Rэ. Теперь можно записать для Kисф всего ДУ:

Из (9) следует основной вывод, ко­торый в разд. 3 был сформулирован в виде двух основных требований к ДУ. Действительно, чем лучше симметрия плеч ДУ, тем меньше ∆RK. Поскольку идеальная симметрия невозможна, то всегда  При заданном , умень­шить Kисф можно за счет увеличения глубины ООС, т. е. увеличения Rэ. Обычно КООС представляется как отношение модулей Кидиф и Киcф, выраженное в децибелах, т. е. KOOC=201g (Кидиф / Киcф). Раскрыв значения коэффициентов усиле­ния из (6) и (9), можно записать (10):

где  — коэффициент асимметрии ДУ. При необходимос­ти коэффициент асимметрии можно дополнить слагаемыми, представляющими разброс других параметров элементов устрой­ства. Напомним, что разброс номиналов резисторов в монолит­ных ИС не превышает 3%. В ДУ всегда стремятся сделать КООС как можно больше. Для этого следует увеличивать номинал RЭ. Однако существует несколько серьезных причин, ограничивающих эту возможность, самая главная из которых заключается в больших трудностях при реализации резисторов значительных номиналов в монолитных ИС. Решить эту проблему позволяет использование электронного эквивалента резистора большого номинала, которым является источник стабильного тока. На рис. 13 приведена принципиальная схема ДУ с ИСТ. Здесь ИСТ выполнен на транзисторе ТЗ. Резисторы R1, R2 и R3, а также диод D служат для задания и стабилизации режима покоя транзистора ТЗ.

Рис. 13

Напомним, что для реальных условий ИСТ представляет собой эквивалент сопротивления для изменяющегося сигнала (в нашем случае синфазного) большого номинала — до единиц мегаом. Кроме того, в режиме покоя ИСТ представляет собой относительно небольшое сопротивление (порядка единиц килоом), из-за чего и все устройство будет потреблять от источников питания относительно небольшую мощность. Таким образом, использование ИСТ в ДУ позволяет реализо­вать усилитель в виде экономичной монолитной ИС, имеющей большой КООС. Современные ДУ могут быть выполнены по различным схемам, но в них всегда используется ИСТ. Для таких ДУ значения КООС обычно лежат в пределах 60...100дБ.

7.    РАЗНОВИДНОСТИ ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ

В большинстве практических случаев ДУ используется как входной каскад многокаскадных усилительных ИС. Поэтому при разработке ДУ стремятся реализовать в нем значительное входное сопротивление для дифференциального сигнала. Одной из разно­видностей таких устройств является ДУ на составных транзис­торах, принципиальная схема которого приведена на рис. 14. Здесь ИСТ изображен символически.

Отметим, что составной транзистор позволяет получить большой коэффициент усиления по току. При равенстве параметров транзисторов в плече ДУ его Rвхпл может быть рассчитано по формуле Rвх = β2Rэ, где вместо R, следует подставить сопротивление эмиттерного перехода rэ, транзистора ТЗ (или Т4). Для получения больших Rвхпл целесообразно использовать ДУ в режиме малых токов (в микрорежиме), что будет приводить к возрастанию rэ. Кроме того, желательно применять транзисторы с высокими значениями β. Для ДУ с большими входными сопротивлениями в качестве транзисторов Т1 и Т2 целесообразно использовать супербета транзисторы. Например, супербета транзисторы используются во входном каскаде операционного усилителя серии 140УД6.

Другой разновидностью ДУ с повышенным входным сопро­тивлением является усилитель на полевых транзисторах. На рис. 15 приведена принципиальная схема одного из вариантов ДУ на МДП-транзисторах. Здесь использованы МДП-транзисторы с и-каналом, который может быть и встроенным, и индуцирован­ным. Подложки МДП-транзисторов могут быть соединены со своими истоками или с общей шиной.

Рис.14

Рис. 15

В рассматриваемом ДУ МДП-транзисторы Т1 и Т2 выполняют свои основные усилительные функ­ции активных элементов, а ТЗ и Т4 — функции резисторов. Такой ДУ иногда называют усилителем с динамической нагрузкой.

Рис. 16

Коэффициент усиления по на­пряжению для дифференциального сигнала определяется отношением ширин каналов МДП-транзисторов рис. 16 Т1 и ТЗ (или Т2 и Т4). Тех­нологически это отношение сделать большим очень трудно, поэтому в реальных структурах Ки диф обычно не превышает 10. И КООС у таких ДУ тоже меньше, чем у ДУ на биполярных транзисторах. Однако входные сопротивления велики как для дифференциального, так и для синфазного сигналов (более 1010 Ом). В ДУ на МДП-транзисторах обычно   Rвх пл определяется утечками структуры. Для получения ДУ с очень большими входными сопротивлениями и с хорошими другими параметрами целесообразно использовать усилитель рис. 14, в котором транзисторы Т1 и Т2 являются МДП-транзисторами.

В ИС широкое распространение получили замены резисторов транзисторами, которые, являются наиболее предпочтительными элементами для ИС. Пример такой замены приведен с помощью рис. 15. Однако не только МДП - транзисторы, но и биполярные широко используются в усилительных ИС (в частности, в ДУ) вместо резисторов RK, т. е. выполняют в усилителях функцию динамических нагрузок.

На рис. 16 приведена принципиальная схема одного из вариантов ДУ с динамической нагрузкой. Этот ДУ выполнен на комплементарных транзисторах: п-р-п транзисторах Т1, Т2 и р-п-р транзисторах ТЗ и Т4. Транзисторы Т1 и Т2 выполняют свои обычные функции усилительных элементов, а транзисторы ТЗ и Т4 — нагрузочных элементов, т. е. резисторов. Транзистор ТЗ включен по схеме диода. Предположим, что на базу у транзистора Т1 приложена в рассматриваемый момент положительная полуволна Uвх1. В результате в цепи транзистора ТЗ возникает приращение тока ∆Iк1 протекающего в направлении, указанном стрелкой на рис. 16. За счет этого тока возникает приращение напряжения между базой и эмиттером ТЗ, которое является приращением входного напряжения для транзистора Т4. Таким образом в цепи эмиттер—коллектор Т4 возникает приращение тока, практически равное ∆Iк1, поскольку в ДУ плечи симметричны. Структуру, основой которой являются тран­зисторы ТЗ и Т4, принято называть отражателем тока, или токовым зеркалом. Отражатели тока находят широкое применение в современных ИС непрерывного дей­ствия.

Итак, в рассматриваемый момент на базу транзистора Т2 приложена отрицательная полуволна Uвх2. Следовательно, в цепи его коллектора появилось отрицательное приращение тока ∆Iк2  протекающего в направлении, указанном стрелкой на рис. 16. При этом приращение тока нагрузки для ДУ равно ∆Iк1 + ∆Iк2, т. е. ДУ с отражателем тока обеспечивает большее усиление дифференциального сигнала. В данном случае Кидиф = βRн/(Rг + Rвх). Необходимо также отметить, что для рассматриваемого варианта ДУ в режиме покоя ток нагрузки равен нулю.

В многокаскадных УПТ RН является входным сопротивлением последующего каскада, величина которого, как было показано выше, может быть очень большой. Таким образом, ДУ с от­ражателем тока является усилителем с большим Ки диф и, естественно, обладает всеми преимуществами дифференциальных усилителей.

8.    ТОЧНОСТНЫЕ ПАРАМЕТРЫ

Для ряда практических применений ДУ предъявляются довольно жесткие требования к величинам точностных параметров. К точностным параметрам относятся паразитные напряжения и токи, имеющие место в режиме покоя, но оказывающие влияние на качество усиления рабочего сигнала. Сразу подчеркнем, что точностные параметры либо обусловлены, либо проявляются через асимметрию плеч ДУ. В идеальном ДУ (с идентичными плечами) погрешности, проявляемые через точностные параметры, отсутствуют. В реальном ДУ за счет асимметрии плеч на выходе устройства всегда присутствует разбаланс коллекторных потенциалов транзисторов Т1 и Т2, т. е. присутствует паразитное напряжение между выходами ДУ. Для сведения к нулю этого паразитного напряжения на вход (плеча) ДУ необходимо подать компенсирующий сигнал. Напряжение этого сигнала называется напряжением смещения нуля Uсм. Оно представляет собой кажущийся входной дифференциальный сигнал.

Напряжение Uсм представляет собой функцию нескольких параметров, вернее разброса параметров элементов схемы. Так, часть напряжения смещения нуля U’см порождается разбросом величин обратных токов эмиттерных переходов транзисторов Iэбо1 и Iэбо2 , а другая часть U”см —разбросом номиналов резисторов Rк1 и Rк1. Для этих напряжений можно записать:

Отметим, что и разброс других параметров элементов схемы может некоторым образом повлиять на общую величину Uсм, но, как правило, это влияние менее существенно. Следует иметь в виду, что Uсм зависит от температуры. Эта зависимость обычно представляется самостоятельным точностным параметром — температурной чувствительностью. Температурная чувствительность d Uсм/dT обычно имеет размерность мкВ/град. Для основной части напряжения смещения, возникающей за счет разбаланса токов эмиттеров, температурную чувствительность можно представить как разность ТКН эмиттерных переходов транзисторов Т1 и Т2. Отметим, что обычно температурная чувствительность уменьшается пропорционально уменьшению ве­личины Uсм. Еще одним точностным параметром ДУ является ток смещения ∆Iвх, представляющий собой разбаланс (разность) входных токов (токов баз транзисторов). В реальном ДУ ∆Iвх можно представить через значения токов эмиттеров Iэ01,  Iэ02 коэффициентов усиления транзисторов по току В1 и B2. в следующем виде:

Наиболее неблагоприятный случай будет иметь место, когда Iэ01 > Iэ02  и         В1 <B2. Из (11) следует, что ток смещения уменьшается при снижении рабочих токов ДУ и увеличении коэффициентов В.

Протекая через сопротивление источника сигнала, ток смещения создает на нем падение напряжения ∆IвхRr, действие которого равносильно ложному дифференциальному сигналу. Поэтому естественным представляются усилия, направленные на снижение ∆Iвх  в ДУ.

Средний входной ток Iвхср также является точностным пара­метром ДУ. Его можно представить как

"Из (12) слeдyет, что для уменьшения Iвхср и ∆Iвх следует принимать одни и те же меры. Отметим, что средний входной ток значительно больше тока смещения.

Протекая через Rr средний входной ток создает на нем падение напряжения, действующее как синфазный входной сигнал. Хотя и ослабленное в Кисф, раз это напряжение все же вызовет на выходе ДУ разбаланс потенциалов.

Оба точностных тока представляются и через свои темпера­турные чувствительности. Из (11) и (12) видно, что влияние температуры, прежде всего, проявляется через изменение коэф­фициентов усиления В. Обычно уменьшение температурных зависимостей для Iвхср и ∆Iвх достигают за счет снижения самих точностных токов.

Поскольку в ДУ на МДП-транзисторах велико входное сопротивление, то входные токи оказываются пренебрежимо малы. Таким образом, ни сами токовые точностные параметры, ни их температурный дрейф не являются ограничивающими факторами для таких ДУ. Однако Uсм в ДУ на МДП- транзисторах имеет большую величину, чем в ДУ на биполярных транзисторах. Поэтому ошибки в работе ДУ на МДП-транзисторах в основном определяются величиной напряжения смещения нуля.

В настоящее время ДУ представляет собой основной базовый каскад ИС непрерывного действия. На основе ДУ создают самые разнообразные усилительные и генераторные устройства. В частности, ДУ является входным каскадом любого операци­онного усилителя.

9.    Литература

1.     Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника. – М.: Мир, 1982.

2.     Степаненко И. П. Основы микроэлектроники. – М.: Сов.радио, 1980.

3.     Игумнов Д. В., Костюнина Г. П. Полупроводниковые устройства непрерывного действия. – М.: Радио и связь, 1986.

4.     Забродин Ю. С. Промышленная электроника. – М.: Высшая школа, 1982.

5.     Зи С. М. Физика полупроводниковых приборов. – М.: Мир, 1984.

6.     Миклашевский  С. П. Промышленная электроника. – М.: Недра, 1973.

7.     Алексеев О. Вю., Китаев В. Е., Шихин А. Я. Электротехнические устройства. – М.: Энергоиздат, 1981. 

Страницы: 1, 2