Принцип логарифмирования и антилогарифмирования используется в наиболее распространенном способе построения четырехквадрантных ПАС с нормировкой токов, которые обладают наилучшей совокупностью таких параметров, как линейность, широкополосность, температурная стабильность. Обычно они имеют дифференциальные входы, что расширяет их функциональные возможности. Перемножители с нормировкой токов выполняются по интегральной полупроводниковой технологии.
Упрощенная принципиальная схема ИМС ПАС с нормировкой токов типа 525ПС1 приведена на рисунке 7.24.
Устройство содержит сложный дифференциальный каскад на транзисторах ,…,. Перекрестные связи коллекторов этих транзисторов обеспечивают инверсию сигналов, необходимую для четырехквадрантного умножения. Входные каскады на транзисторах ,…, и ,…, преобразуют входные напряжения и в токи. С помощью транзисторов в диодном включении и происходит логарифмирование токового сигнала по входу Y. Антилогарифмирование сигнала Y и умножение его на сигнал X осуществляется усилителем на транзисторах ,…,.
В рассматриваемом устройстве связь между входными и выходными сигналами может быть представлена в виде отношения токов. Выходной ток перемножителя определяется соотношением [12]
,
где и - токи, протекающие через резисторы и ; и - рабочие токи в каналах X и Y.
Выходное напряжение, снимаемое с одного из сопротивлений нагрузки, равно [12]
где - масштабный коэффициент.
Все приведенные на рисунке 7.24 резисторы, кроме и , являются внешними. Их выбор зависит от конкретных требований к ПАС.
Для получения на выходе ПАС нулевого напряжения при равных нулю входных напряжениях предусмотрена подстройка с помощью переменных резисторов и . Если перемножитель работает только при одной полярности одного из входных сигналов, то он называется смещенным. Для превращения четырехквадрантного ПАС в смещенный достаточно на один из входов подать такое постоянное смещение, при котором сигналы на этом входе всегда оказываются меньше напряжения смещения.
Принцип работы этих устройств ясен из приведенных схем и расчетных соотношений, пояснения, пожалуй, требует лишь схема удвоителя частоты (рисунок 7.25в). Если на оба входа перемножителя подают напряжение одной и той же частоты, то на выходе ПАС напряжение подчиняется следующему тригонометрическому тождеству
.
Из приведенного выражения видно, что любая входная частота f будет удваиваться при прохождении через устройство возведения в квадрат, либо делиться на два при прохождении через извлекатель корня квадратного (рисунок 7.25г). Более подробная информация о ПАС содержится в [12].
7.5. Компараторы
Компаратором называется устройство, позволяющее осуществить сравнение измеряемого входного напряжения с опорным напряжением . Алгоритм работы компаратора описывается выражениями:
, если <,
, если >.
Простейшая схема компаратора и его передаточная характеристика представлены на рисунке 7.26.
Вследствие большого коэффициента усиления ОУ на его выходе получается последовательность практически прямоугольных импульсов, причем положение моментов переключения соответствует равенству =. Если входы ОУ поменять местами, то поменяет знак. Входные диоды служат для защиты ОУ от большого дифференциального входного напряжения. Выходное напряжение компаратора может быть использовано для управления каким-либо устройством, например, широтно-импульсным модулятором. При =0 получим так называемый нуль-индикатор или детектор нулевого уровня.
Из-за конечного значения коэффициента усиления компаратора возможно плавное нарастание (рисунок 7.27а).
Если плавное срабатывание нежелательно, то применяют компаратор на основе ОУ с цепью ПОС (рисунок 7.27б). Если опорное напряжение не подается, то такой компаратор называют еще триггером Шмитта. Как видно из рисунка 7.27в, такой компаратор обладает гистерезисом, что объясняется наличием цепи ПОС. Переключение схемы в состояние происходит при достижении входным напряжением уровня срабатывания , а возвращение
в исходное состояние - при снижении входного напряжения до уровня отпускания . Значения входных пороговых напряжений и ширина зоны гистерезиса определяются по формулам:
Пороги срабатывания делают схему нечувствительной к шумам, которые всегда присутствуют во входном сигнале, и тем самым исключают ненужные переключения под действием шумов, т.е. устраняют так называемый "дребезг" контактов.
Важнейшим показателем ОУ в случае его использования в качестве компаратора является быстродействие, оцениваемое задержкой срабатывания и временем нарастания выходного напряжения. Лучшим быстродействием обладают специальные ИМС компараторов. Повышенное быстродействие в них достигается использованием СВЧ-транзисторов и исключением режима их насыщения. Более подробно компараторы описаны в [12,14].
7.6. Генераторы
Генератором называется автоколебательная структура, в которой энергия источника питания преобразуется в энергию электрических автоколебаний. Различают генераторы синусоидальных (гармонических) колебаний и генераторы сигналов специальной формы (прямоугольной, треугольной и т.д.)
Обобщенная макромодель генератора приведена на рисунке 7.28 и представляет собой усилительный каскад, охваченный цепью ПОС.
Для возникновения колебаний в данной системе необходимо выполнение условия баланса амплитуд и баланса фаз:
где и - фазовые сдвиги, вносимые усилителем и цепью ОС соответственно, n - целое число.
Для получения на выходе генератора синусоидального напряжения достаточно, чтобы данные условия выполнялись только на одной частоте.
Существует большое количество схемных реализаций генераторов, поэтому ограничимся рассмотрением генераторов на основе ОУ, как наиболее соответствующим содержанию курса АЭУ. На рисунке 7.29 приведены различные варианты схем генераторов гармонических колебаний на ОУ.
В схеме LC-автогенератора (рисунок 7.29а) баланс фаз обеспечивается наличием ПОС, вводимой с помощью резисторов и , баланс амплитуд достигается выбором номиналов резисторов и по условию
Здесь под К подразумевается масштабный коэффициент усиления, равный
где - сопротивление контура на частоте резонанса.
Частота резонанса определяется элементами LC-контура и рассчитывается по известной формуле
Можно избежать применения индуктивностей, используя селективные RC-цепи. Наибольшее применение получила так называемая фазирующая RC-цепь, включенная в схеме RC-генератора (рисунок 7.29б) между выходом и неинвертирующим входом ОУ. На частоте генерации фазовый сдвиг =0 и выполняется условие баланса фаз, для выполнения баланса амплитуд необходимо скомпенсировать затухание, вносимое фазирующей цепью на частоте генерации, т.е. выполнить условие
где - затухание, вносимое фазирующей цепью.
Чтобы генерировать колебания сложной формы, следует выполнить неравенство как условие генерации многочастотных колебаний. Оно легко реализуется.
В схеме RC-автогенератора с электронной перестройкой частоты (рисунок 7.29г) в качестве управляемых сопротивлений используется сдвоенный ПТ, у которого сопротивление канала является линейной функцией управляющего напряжения . Очевидно, что при изменении происходит электронная перестройка частоты. Если в качестве управляющего напряжения использовать низкочастотное колебание, то по закону изменения амплитуды этого колебания будет изменяться частота автогенератора, т.е. осуществляться частотная модуляция.
Важным параметром автогенераторов является температурная нестабильность частоты, которая в обычных LC-генераторах достигает порядка ()% на , в RC-генераторах - примерно на порядок ниже. Гораздо лучшие показатели стабильности частоты обеспечивают кварцевые автогенераторы (рисунок 7.29в). Здесь кварц используется в качестве эквивалентной индуктивности, образующей с емкостью С последовательный колебательный контур, имеющий на частоте резонанса минимальное сопротивление. На частоте резонанса ПОС достигает максимума, и возникает генерация. Для стабилизации режима ОУ охвачен глубокой ООС по постоянному напряжению, которая, в целях выполнения условия баланса амплитуд, устраняется на частоте генерации конденсатором , емкость которого выбирается из условия
В термостатированных кварцевых генераторах достигается нестабильность частоты порядка % на .
Для стабилизации амплитуды генерируемых колебаний в цепях ООС генераторов используют нелинейные элементы, например, диоды (рисунок 7.29 д), либо АРУ, например, на ПТ (рисунок 7.29е).
Принцип построения генераторов прямоугольных колебаний рассмотрим на примере симметричного мультивибратора на ОУ (рисунок 7.30).
Режим генерации здесь обеспечивается путем подключения к инвертирующему входу ОУ времязадающей цепи ООС ( и ). Предположим, что в начальный момент времени на инвертирующем входе ОУ присутствует большее положительное напряжение, чем на неинвертирующем. Тогда на выходе ОУ появится отрицательное напряжение , которое, благодаря цепи ПОС ( и ), имеет нарастающий характер. Этим отрицательным теперь будет заряжаться через . Процесс заряда будет продолжаться до тех пор, пока напряжение на инвертирующем входе ОУ станет более отрицательным, чем на ее неинвертирующем входе. Теперь на выходе ОУ появляется положительное , форсированно нарастающее под действием ПОС. Таким образом, на выходе ОУ будет формироваться последовательность симметричных двуполярных прямоугольных импульсов типа "меандр". Времена длительности импульса и паузы в таком мультивибраторе равны
Более подробно генераторы на ИМС описаны в [12].
7.7. Устройства вторичных источников питания
Из множества различных устройств вторичных источников питания ограничимся рассмотрением стабилизаторов с использованием ОУ, как наиболее соответствующим содержанию курса АЭУ.
Компенсационные стабилизаторы напряжения с ОУ позволяют достичь высокого значения коэффициента стабилизации напряжения, низкого дифференциального выходного сопротивления, повышенного КПД.
На рисунке 7.31а приведена схема высококачественного стабилизатора на ОУ.
Здесь ОУ используется в качестве буферного усилителя. Высокое значение входного сопротивления ОУ обеспечивает идеальные условия для работы стабилитрона. Нагрузка может быть достаточно низкоомной, т.к. выход ОУ низкоомный за счет действия 100% ПООСН.
Недостатком рассмотренного стабилизатора является малый рабочий ток, обусловленный низкой нагрузочной способностью ОУ. Избежать этого недостатка можно усилением выходного тока ОУ с помощью внешних транзисторов, используемых в режиме повторителей напряжения (рисунок 7.31б). Здесь к выходу ОУ подключен составной транзистор (,,) по схеме с ОК. Максимальный ток нагрузки такого стабилизатора ориентировочно равен
Необходимое напряжение стабилизации определяется выбором типа стабилитрона и, помимо этого, соответствующим выбором резисторов и . Устройство не нуждается в емкости фильтра на выходе, т.к. здесь используется эффект умножения по отношению к нагрузке емкости конденсатора С, подключенного к базе .
Другие устройства вторичных источников питания описаны в [12, 14].
8. СПЕЦИАЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ АНАЛИЗА АЭУ
8.1. Оценка нелинейных искажений усилительных каскадов
Аналитический расчет НИ представляет собой довольно сложную задача и в полной мере может проводиться с помощью ЭВМ.
Для каскадов на БТ возможна аналитическая оценка НИ для случая малых нелинейностей ( одного порядка с ) [15].
Обычно уровень НИ характеризуется коэффициентом гармоник . Суммарный коэффициент гармоник равен
где и соответственно коэффициенты гармоник по второй и третьей гармоническим составляющим (составляющими более высокого порядка можно пренебречь ввиду их относительной малости).
Коэффициенты гармоник и , независимо от способа включения БТ, определяются из следующих соотношений:
где В - фактор связи (петлевое усиление).
Данные выражения учитывают только нелинейность эмиттерного перехода и получены на основе разложения в ряд Тейлора функции тока эмиттера
Фактор связи зависит от способа включения транзистора и вида обратной связи. Для каскада с ОЭ и ПООСТ имеем:
где - сопротивление источника сигнала (или предыдущего каскада); - сопротивление ПООСТ (см. подраздел 3.2, в случае отсутствия ПООСТ ).
Для каскада с ОЭ и ||ООСН
где , - сопротивление ||ООСН (см. подраздел 3.4).
Для каскада с ОК
где (см. подраздел 2.8).
Для каскада с ОБ
Коэффициенты гармоник и , независимо от способа включения ПТ, определяются из следующих соотношений:
где А - коэффициент, равный второму члену разложения выражения для нелинейной крутизны в ряд Тейлора, равный [15]
где и см. рисунок 2.33.
Фактор связи В зависит от способа включения транзистора и вида ООС. Для каскада с ОИ и ПООСТ имеем:
где - сопротивление ПООСТ (см. подраздел 3.2, в случае отсутствия ПООСТ ).
Для каскада с ОИ и ||ООСН имеем:
Для каскада с ОС
где (см. подраздел 2.11).
Для каскада с ОЗ
В приведенных выше выражениях - сопротивление тела полупроводника в цепи истока, , где - см. подраздел 2.10, для маломощных ПТ =(10…200)Ом; - см. рисунок 2.38.
Приведенные соотношения для оценки дают хороший результат в случае малых нелинейностей, в режиме больших нелинейностей следует воспользоваться известными машинными методами [4], или обратиться к графическим методам оценки НИ [6].
8.2. Расчет устойчивости УУ
Оценку устойчивости УУ, представленного эквивалентным четырехполюсником, описываемым Y-параметрами, удобно проводить с помощью определения инвариантного коэффициента устойчивости [2]:
При k>1 усилитель безусловно устойчив, при k<1 - потенциально неустойчив, т.е. существуют такие сочетания полных проводимостей нагрузки и источника сигнала, при которых возможно возникновение генерации.
Устойчивость усилителя с учетом проводимости нагрузки и источника сигнала определяется следующим соотношением:
При k>1 усилитель безусловно устойчив, при k<1 - неустойчив, k=1 соответствует границе устойчивости.
Эквивалентные Y-параметры усилителя определяются, согласно методике подраздела 2.3, в заданных точках диапазона рабочих частот. Использование инвариантного коэффициента устойчивости особенно удобно при машинном анализе УУ. Другие методы оценки устойчивости описаны в [6].
8.3. Расчет шумовых характеристик УУ
Шумы в УУ в основном определяются шумами активных сопротивлений и усилительных элементов, расположенных во входных каскадах. Наибольший вклад в мощность шума, создаваемого усилительным каскадом, вносит усилительный элемент. Наличие собственных источников шумов ограничивает возможность усиления слабых сигналов.
В зависимости от природы возникновения, собственные шумы транзистора подразделяются на тепловые, дробовые, шумы токораспределения, избыточные и т.д.
Тепловые шумы обусловлены беспорядочными перемещениями свободных носителей заряда в проводниках и полупроводниках, дробовые - дискретностью заряда носителей (электронов и "дырок") и случайным характером инжекции и экстракции их через p-n-переходы. Шум токораспределения вызывается флуктуациями распределения тока эмиттера на токи коллектора и базы. Все вышеперечисленные виды шумов имеют равномерный спектр.
Природа избыточных шумов до конца еще не выяснена. Обычно их связывают с флуктуациями состояния поверхности полупроводников. Спектральная плотность этих шумов обратно пропорциональна частоте, что послужило поводом для названия их шумами типа 1/f. Еще их называют фликкер-шумами, шумами мерцания и контактными шумами. Шумы типа 1/f сильно возрастают при дефектах в кристаллической решетке полупроводника.
Наиболее весомый вклад в мощность шумов усилительных элементов вносят тепловые шумы.
Шумы активных элементов можно представить в виде источника напряжения (рисунок 8.1а) или источника тока (рисунок 8.1б).
Соответствующие значения ЭДС и тока этих источников следующие (см. подраздел 2.2):
где - полоса рабочих частот; - постоянная Больцмана; Т - температура в градусах Кельвина; - шумовое сопротивление, - шумовая проводимость, .
Для стандартной температуры Т=290°К эти формулы можно упростить:
, .
Спектральные плотности шумов по напряжению и току составляют [17]:
где , - дифференциалы от среднеквадратичных напряжений и токов шумов как случайных функций времени t, действующих в полосе пропускания df.
Любой активный элемент можно представить шумящим четырехполюсником (рисунок 8.2) и по данным формулам рассчитать его шумовые характеристики.
В [16] приведены выражения для шумовых параметров БТ и ПТ нормированных спектральных плотностей шумов по напряжению , по току и взаимной спектральной плотности , представляющих собой соответственно шумовое сопротивление, шумовую проводимость и взаимную спектральную плотность шумов.
Для БТ, включенного по схеме с ОЭ:
где и в миллиамперах, g и в миллисименсах. При учете фликкер-шумов для частот f³10Гц в данных выражениях следует принять:
Для ПТ, включенного с ОИ:
Страницы: 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10, 11, 12
